**对比文件名称**：发明申请_US20100041359A1 HIGH LINEARITY LOW NOISE RECEIVER WITH LOAD SWITCHING
**目标专利名称**：131相移混频器
**本次调用的模型名称**：GPT
## 特征比对表格 ##
| 技术特征描述及公开性判断结果 | 对比文件原文引用 | 公开性论述 |
| **技术特征A**：包括：多个混频电路，其被配置为生成多个频率变换信号<br>**《直接公开》** | 参见说明书第[0045]段：“Downconverter 140a includes a first I mixer 440 coupled in parallel with a second I mixer 442. Downconverter 150a includes a first Q mixer 450 coupled in parallel with a second Q mixer 452.” 以及第[0046]段：“mixer 440 downconverts the LNA output signal ... and provides a first I downconverted signal. ... mixer 442 downconverts the LNA output signal ... and provides a second I downconverted signal. ... mixer 450 downconverts the LNA output signal ... and provides a first Q downconverted signal. ... mixer 452 downconverts the LNA output signal ... and provides a second Q downconverted signal.” | 对比文件明确公开了接收机包含多个混频器（440, 442, 450, 452），并且这些混频器被配置为将LNA输出信号与LO信号进行下变频，生成下变频后的信号（即频率变换信号）。本领域技术人员能够毫无疑义地确定，对比文件公开了“多个混频电路，其被配置为生成多个频率变换信号”这一技术特征。 |
| **技术特征B**：所述多个混频电路中的至少一个混频电路被配置有多个路径，每个路径表示一种线性模式，所述多个路径包括：高线性模式的第一路径，其被配置有第一金属氧化物半导体电阻器<br>**《未公开》** | 对比文件公开了接收机可以根据检测到的干扰信号强度选择“高线性度模式”或“低线性度模式”（参见第[0049]段表1及第[0056]段等），并通过启用/禁用不同的负载部分（load sections）和/或混频器对来实现模式切换（例如，第[0056]段：“In the high linearity mode, second load section 526 with larger MOS transistors or both first load section 524 and second load section 526 may be enabled...”）。然而，这些“负载部分”（如524, 526）位于LNA的输出级（见第[0052]段及图5），是LNA内部结构的一部分，用于为LNA提供可变的有源负载（active load）。这些负载部分并非目标专利权利要求中定义的、位于“至少一个混频电路”内部、并表示不同线性模式的“多个路径”。目标专利的“路径”特指辅助混频器（如1700）内部的结构，用于根据基带滤波器阻抗调整混频器自身的等效阻抗（见目标专利说明书第[0092]-[0094]段），其配置有由LO信号控制的MOS电阻器。对比文件完全没有公开任何混频器（无论是主混频器还是辅助混频器）内部存在这种表示不同线性模式、并配置有特定MOS电阻器的“路径”。因此，该技术特征未被对比文件公开。 | |
| **技术特征C**：以及低线性模式的第二路径，其被配置有第二金属氧化物半导体电阻器和第一线性模式开关，所述第一金属氧化物半导体电阻器和所述第二金属氧化物半导体电阻器是由本地振荡信号控制的<br>**《未公开》** | 同上，对比文件公开了“低线性度模式”（第[0049]段表1），并描述了在该模式下可以启用具有较小晶体管的负载部分和/或混频器对（第[0056]段：“In the low linearity mode, only first load section 524 with smaller MOS transistors may be enabled...”）。然而，如前所述，这些是LNA的负载部分，并非混频器内部的“路径”。对比文件完全没有公开在混频器内部存在为“低线性模式”配置的、包含特定MOS电阻器和开关的“路径”，更没有公开这些MOS电阻器是由本地振荡（LO）信号控制的。目标专利中由LO控制的MOS电阻器是混频晶体管（用作开关），其电阻值受LO信号切换（见目标专利图17A中标记为1740的部分及相应描述）。对比文件的混频器（如图8A）中，LO信号是输入到晶体管的栅极用于混频操作，但并未描述这些晶体管被配置为受LO控制的、用于表示线性模式路径的“电阻器”。因此，该技术特征未被对比文件公开。 | |
| **技术特征D**：以及多个组合电路，其被配置为对所述多个频率变换信号进行组合以生成差分基带输出信号。<br>**《直接公开》** | 参见说明书第[0046]段：“The first and second I downconverted signals are **summed** and provided to filter 142. ... The first and second Q downconverted signals are **summed** and provided to filter 152.” | 对比文件明确记载了来自多个混频器（如440和442）的下变频信号被“求和”（summed）后提供给基带滤波器（142, 152）。这种“求和”操作即是对多个频率变换信号进行组合以生成（差分）基带输出信号的功能。虽然对比文件未明确使用“组合电路”一词，但本领域技术人员能够毫无疑义地理解，实现“求和”功能的电路就是组合电路。因此，该技术特征被直接公开。 |
| **技术特征E**：所述至少一个混频电路是全球移动通信系统(GSM)无SAW收发机的辅助混频器。<br>**《未公开》** | 对比文件在第[0079]段提到所述技术可以允许去除LNA和混频器之间的声表面波（SAW）滤波器（“the techniques may allow for removal of a surface acoustic wave (SAW) filter between the LNA and mixers”），并且可以应用于CDMA等系统（第[0021]段）。但全文未具体限定为“GSM”系统，也未出现“辅助混频器”（auxiliary mixer）这一概念。对比文件中的混频器（440, 442等）是主下变频路径的核心组成部分，用于直接生成I、Q基带信号，其功能是主混频，而非目标专利中用于相位失衡校正的“辅助混频器”。因此，该技术特征未被对比文件公开。 | |
| **技术特征F**：所述第一线性模式开关是由低线性模式信号控制的金属氧化物半导体开关。<br>**《未公开》** | 由于技术特征B、C中定义的“路径”及“第一线性模式开关”均未被对比文件公开，因此该限定开关具体控制方式的技术特征也未被公开。对比文件中模式切换是通过控制偏置电压（Vbias）来启用/禁用负载部分或混频器对（例如第[0055]段），并非通过一个由模式信号控制的、位于混频器内部特定路径上的MOS开关。 | |
| **技术特征G**：所述多个路径还包括：中等线性模式的第三路径，其被配置有第三金属氧化物半导体电阻器和第二线性模式开关，所述第三金属氧化物半导体电阻器也是由所述本地振荡信号控制的。<br>**《未公开》** | 对比文件支持高、低两种线性度模式（第[0049]段），未提及“中等线性模式”。更重要的是，如对特征B、C的论述，对比文件未公开混频器内部存在表示线性模式的“路径”这一概念。因此，该技术特征未被公开。 | |
| **技术特征H**：所述第二线性模式开关是由中等线性模式信号控制的金属氧化物半导体开关。<br>**《未公开》** | 由于技术特征G未被公开，该限定开关具体控制方式的技术特征也未被公开。 | |
| **技术特征I**：所述多个混频电路被配置为接收差分本地振荡器信号和差分RF输入信号，所述差分本地振荡器信号包括正差分本地振荡器信号和负差分本地振荡器信号，以及所述差分RF输入信号包括正差分RF输入信号和负差分RF输入信号。<br>**《直接公开》** | 参见说明书第[0024]段：“LNA 130 amplifies the differential LNA input signal and provides a **differential LNA output signal** to ... Downconverter 140 downconverts the differential LNA output signal with a **differential I LO signal** ... Downconverter 150 downconverts the differential LNA output signal with a **differential Q LO signal**...” 以及附图8A明确显示了混频器接收差分LO信号（VLOp, VLOn）和差分RF输入信号（Ioutp, Ioutn）。 | 对比文件明确描述了LNA提供差分输出信号，下变频器使用差分LO信号进行下变频。附图8A的混频器电路图清晰展示了差分LO信号和差分RF输入信号的接入。因此，该技术特征被直接公开。 |
| **技术特征J**：所述多个混频电路包括第一混频电路、第二混频电路、第三混频电路和第四混频电路，所述多个混频电路被配置为将所述差分本地振荡器信号与所述差分RF输入信号进行混频，以生成包括第一频率变换信号、第二频率变换信号、第三频率变换信号和第四频率变换信号的所述多个频率变换信号。<br>**《隐含公开》** | 参见说明书第[0045]-[0046]段及附图4。对比文件公开了下变频器140a包括并联的第一I混频器440和第二I混频器442，下变频器150a包括并联的第一Q混频器450和第二Q混频器452。这四个混频器分别接收来自LNA的（差分）RF信号和来自LO缓冲器的（差分）LO信号，并进行下变频，各自产生一个下变频信号（第一/第二I下变频信号，第一/第二Q下变频信号）。 | 虽然对比文件未明确使用“第一、二、三、四混频电路”的编号来对应生成“第一、二、三、四频率变换信号”，但其技术方案明确包含了四个混频器（440,442,450,452），每个混频器执行将差分LO与差分RF输入混频以生成一个频率变换信号的功能。本领域技术人员阅读对比文件后，能够直接且毫无困难地理解到存在四个混频电路生成四个频率变换信号这一技术事实。因此，该技术特征被对比文件隐含公开。 |
| **技术特征K**：所述第一混频电路被配置为将所述正差分本地振荡器信号和正差分RF输入信号进行混频，以生成所述第一频率变换信号。<br>**《隐含公开》** | 参见附图8A的混频器电路。该混频器接收差分LO（VLOp, VLOn）和差分RF输入（Ioutp, Ioutn）。根据双平衡混频器的工作原理，其内部晶体管对（812/814, 832/834）在LO信号控制下，交替导通，从而将RF信号转换至基带。虽然对比文件文字未详细描述每个混频器内具体哪个晶体管对负责处理哪一对正/负信号的具体连接，但附图8A所示的电路结构是本领域公知的双平衡混频器（吉尔伯特单元）的典型连接方式。本领域技术人员结合公知常识，能够理解到混频器必然通过其内部晶体管对实现差分LO信号与差分RF输入信号各分量的混频。对于由四个此类混频器构成的正交下变频器系统，可以合理推断出每个混频器接收并处理完整的差分LO和差分RF信号，并输出一个混频结果（频率变换信号）。因此，该具体混频配置可以被合理地推断出来。 | |
| **技术特征L**：所述第二混频电路被配置为将所述负差分本地振荡器信号和正差分RF输入信号进行混频，以生成所述第二频率变换信号。<br>**《隐含公开》** | 同技术特征K的论述。基于对比文件公开的混频器电路结构（图8A）和系统构成（图4），本领域技术人员能够合理推断出各个混频器的工作方式。具体哪个混频器对应处理哪对信号极性，取决于具体的电路布线设计，但实现所述功能是混频器电路的固有属性。因此，该特征被隐含公开。 | |
| **技术特征M**：所述第三混频电路被配置为将所述负差分本地振荡器信号和负差分RF输入信号进行混频，以生成所述第三频率变换信号。<br>**《隐含公开》** | 同技术特征K的论述。基于对比文件公开的混频器电路结构（图8A）和系统构成（图4），本领域技术人员能够合理推断出各个混频器的工作方式。因此，该特征被隐含公开。 | |
| **技术特征N**：所述第四混频电路被配置为接收所述正差分本地振荡器信号和负差分RF输入信号，以生成所述第四频率变换信号。<br>**《隐含公开》** | 同技术特征K的论述。基于对比文件公开的混频器电路结构（图8A）和系统构成（图4），本领域技术人员能够合理推断出各个混频器的工作方式。因此，该特征被隐含公开。 | |
| **技术特征O**：所述多个组合电路包括第一组合电路和第二组合电路，所述多个组合电路被配置为生成所述差分基带输出信号的正基带输出信号和负基带输出信号。<br>**《隐含公开》** | 参见说明书第[0046]段：“The first and second I downconverted signals are summed and provided to filter 142.” 以及附图4。滤波器142接收的是求和后的I路信号，该信号应为差分信号（具有正负输出）。同理，Q路亦然。虽然对比文件未明确点出“第一组合电路”和“第二组合电路”分别对应I路和Q路的求和电路，但根据其描述，I路两个混频器的输出需要被求和，Q路两个混频器的输出也需要被求和，这必然意味着存在两个求和（组合）功能单元，分别产生I路和Q路的（差分）基带输出信号。本领域技术人员能够毫无困难地推导出这一结构。 | |
| **技术特征P**：所述第一组合电路被配置为对所述第一频率变换信号和所述第三频率变换信号进行组合，以生成所述正基带输出信号。<br>**《隐含公开》** | 结合技术特征J、K、M、O的论述。在对比文件的系统中，I路两个混频器（440，442）的输出被求和。若将440的输出视为“第一频率变换信号”，442的输出视为“第三频率变换信号”（或反之，具体对应关系不影响组合功能的存在），则对它们进行求和以生成I路差分基带信号的正分量（或负分量，取决于电路定义）是必然的电路实现。本领域技术人员能够根据混频器输出求和的需求，合理推断出这种具体的信号组合关系。 | |
| **技术特征Q**：所述第二组合电路被配置为对所述第二频率变换信号和所述第四频率变换信号进行组合，以生成所述差分基带输出信号的负基带输出信号。<br>**《隐含公开》** | 同技术特征P的论述。对于Q路，两个混频器（450，452）的输出被求和。本领域技术人员能够合理推断出存在对相应频率变换信号的组合以生成Q路差分基带信号的负分量（或正分量）。 | |
| **技术特征R**：所述至少一个混频电路包括：与至少一个压控可变电阻器串联的本地振荡器控制的金属氧化物半导体电阻器。<br>**《未公开》** | 对比文件中的混频器（如图8A）由MOS晶体管构成，LO信号作为开关信号控制晶体管的通断以实现混频功能。然而，对比文件完全没有公开在混频电路中存在“由本地振荡器控制的金属氧化物半导体电阻器”与“压控可变电阻器”串联的结构。目标专利中的该特征（参见图17B）是辅助混频器的一种具体实现，用于调整线性模式下的电流，对比文件未涉及此类结构。 | |
| **技术特征S**：所述至少一个压控可变电阻器中的每个被配置成一组可开关的电阻器。<br>**《未公开》** | 由于技术特征R未被公开，该限定压控可变电阻器具体实现方式的技术特征也未被公开。对比文件中未提及此类可开关电阻器组的结构。 |
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