对比文件名称：发明专利_JP2012500597A High linearity low noise receiver using a load switching
目标专利名称：相移混频器
本次调用的模型名称：专利创造性评估模型
| 技术特征描述以及公开性判断结果 | 对比文件原文引用 | 公开性论述 |
| 技术特征A：包括：多个混频电路，其被配置为生成多个频率变换信号《直接公开》 | 译[0003]：“各ミキサ対は、イネーブルにされていると、少なくとも１つのＬＮＡ出力信号のうちの１つをダウンコンバートする。” 译[0042]：“ミキサ４４０は、イネーブルにされていると、ＬＮＡ出力信号を...ダウンコンバートし、第１Ｉ被ダウンコンバート信号を提供する。ミキサ４４２は...第２Ｉ被ダウンコンバート信号を提供する。...ミキサ４５０は...第１Ｑ被ダウンコンバート信号を提供する。ミキサ４５２は...第２Ｑ被ダウンコンバート信号を提供する。” | 对比文件明确公开了接收机中包含多个混频器（如440, 442, 450, 452），其功能是将LNA输出信号进行下变频，生成被下变频的信号（即频率变换信号）。这直接对应于目标专利中“多个混频电路，其被配置为生成多个频率变换信号”的技术特征。 |
| 技术特征B：所述多个混频电路中的至少一个混频电路被配置有多个路径，每个路径表示一种线性模式，所述多个路径包括：高线性模式的第一路径，其被配置有第一金属氧化物半导体电阻器《未公开》 | 译[0004]：“複数のモードは、...高線形性モード、...低線形性モードを含んでいる。” 译[0005]：“出力段は、並列接続された複数の負荷部を含んでいる。各負荷部は、...選択的にイネーブルまたはディセーブルにされ得る。各負荷部は...Ｐ型金属酸化膜半導体（ＰＭＯＳ）トランジスタを具備し...”。 译[0052]：“高線形性モードでは、より大きなＭＯＳトランジスタを有する第２負荷部５２６が、または第１負荷部５２４および第２負荷部５２６の両方が、低い歪みを達成するためにイネーブルにされ得る。” | 对比文件公开了系统具有高线性模式和低线性模式，并且通过启用LNA输出段中不同大小/数量的负载部分（由PMOS晶体管等构成）来切换模式。然而，这种“多个路径表示线性模式”的结构是应用于LNA的负载部分，而非“混频电路”内部。目标专利的技术特征B限定的是在单个混频电路（尤其是辅助混频器）内部配置有代表不同线性模式的多个路径（如高线性模式路径），该路径包含特定的MOS电阻器。对比文件未公开任何单个混频电路内部具有此类可切换的、代表不同线性模式的多路径结构。 |
| 技术特征C：以及低线性模式的第二路径，其被配置有第二金属氧化物半导体电阻器和第一线性模式开关，所述第一金属氧化物半导体电阻器和所述第二金属氧化物半导体电阻器是由本地振荡信号控制的《未公开》 | 译[0004]：“低線形性モードについては、第１ミキサ対がイネーブルにされ得、第２ミキサ対がディセーブルにされ得る。” 译[0052]：“低線形性モードでは、より小さなＭＯＳトランジスタを有する第１負荷部５２４のみが、低ノイズ指数を達成するためにイネーブルにされ得る。” | 对比文件公开了在低线性模式下启用特定的混频器对和LNA负载部分。但是，这并非在单个混频器内部设置的“路径”。对比文件未公开在混频器内部存在由“本地振荡信号控制的金属氧化物半导体电阻器”与“线性模式开关”组合构成的“低线性模式路径”。目标专利中该特征用于在辅助混频器内根据模式调整阻抗，而对比文件中的模式切换是通过整体启用/禁用不同的混频器对和改变LNA负载实现的，技术手段和结构均不同。 |
| 技术特征D：以及多个组合电路，其被配置为对所述多个频率变换信号进行组合以生成差分基带输出信号。《直接公开》 | 译[0042]：“第１および第２ Ｉ被ダウンコンバート信号は合算され、フィルタ１４２に提供される。...第１および第２ Ｑ被ダウンコンバート信号は合算され、フィルタ１５２に提供される。” | 对比文件明确记载了将来自多个混频器（如I路的440和442，Q路的450和452）的下变频信号进行“合算”（即组合），然后提供给基带滤波器。这直接对应于目标专利中“多个组合电路，其被配置为对所述多个频率变换信号进行组合以生成差分基带输出信号”的技术特征。 |
| 技术特征E：所述至少一个混频电路是全球移动通信系统(GSM)无SAW收发机的辅助混频器。《未公开》 | 译[0090]：“本技術は、ＬＮＡとミキサとの間の表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタの除去を可能にし得る。...改善された線形性は...ＬＮＡがミキサに直接結合されることを可能にし得る。” | 对比文件虽然提到了其技术可以去除LNA和混频器之间的SAW滤波器，但并未明确将其应用于“全球移动通信系统(GSM)无SAW收发机”这一特定场景。更重要的是，目标专利中的“辅助混频器”是具有特定相位调整功能的专用混频器，其与主I/Q混频器协同工作以校正相位失衡。对比文件中公开的所有混频器（如440, 442, 450, 452）都是用于下变频的主混频器，并未提及或暗示存在用于相位调整的“辅助混频器”。因此，该特征未被公开。 |
| 技术特征F：所述第一线性模式开关是由低线性模式信号控制的金属氧化物半导体开关。《未公开》 | 译[0042]：“ミキサ４４０および４４２は、それぞれ、それらのバイアス電流Ｂｉａｓ＿Ｉ１およびＢｉａｓ＿Ｉ２を制御することによってイネーブルまたはディセーブルにされ得る。” | 对比文件中模式切换（如启用/禁用混频器对）是通过控制混频器的偏置电流实现的，并未公开使用由模式信号控制的“金属氧化物半导体开关”作为混频器内部路径的切换元件。由于特征B、C未被公开，其所依赖的“第一线性模式开关”这一具体构件也未被公开。 |
| 技术特征G：所述多个路径还包括：中等线性模式的第三路径，其被配置有第三金属氧化物半导体电阻器和第二线性模式开关，所述第三金属氧化物半导体电阻器也是由所述本地振荡信号控制的。《未公开》 | （对比文件未提及“中等线性模式”及其对应的路径结构） | 对比文件仅公开了高线性模式和低线性模式两种模式（参见译[0004]），没有提及“中等线性模式”。因此，包含“中等线性模式的第三路径”以及该路径中的“第三金属氧化物半导体电阻器”和“第二线性模式开关”的技术特征在对比文件中完全没有记载。 |
| 技术特征H：所述第二线性模式开关是由中等线性模式信号控制的金属氧化物半导体开关。《未公开》 | （对比文件未提及“中等线性模式”及其控制信号） | 由于特征G（中等线性模式）未被公开，因此用于控制该模式下路径切换的“第二线性模式开关”及其控制信号“中等线性模式信号”也必然未被公开。 |
| 技术特征I：所述多个混频电路被配置为接收差分本地振荡器信号和差分RF输入信号，所述差分本地振荡器信号包括正差分本地振荡器信号和负差分本地振荡器信号，以及所述差分RF输入信号包括正差分RF输入信号和负差分RF输入信号。《直接公开》 | 译[0024]：“ＬＮＡ１３０は、差動ＬＮＡ入力信号を増幅し、差動ＬＮＡ出力信号を...提供する。” 译[0082]图8A描述：“ＮＭＯＳトランジスタ８１２および８１４は、...ゲートが...ＬＯ信号Ｖ ＬＯｐおよびＶ ＬＯｎをそれぞれ受け取り...。キャパシタ８１０は、...Ｉ ｏｕｔｐ信号を受け取り...。キャパシタ８３０は、...Ｉ ｏｕｔｎ信号を受け取り...。” | 对比文件图8A的混频器800电路图明确显示了混频器接收差分LO信号（VLOp, VLOn）和差分RF输入信号（Ioutp, Ioutn）。这直接对应于目标专利中混频电路接收差分LO信号和差分RF输入信号的技术特征。 |
| 技术特征J：所述多个混频电路包括第一混频电路、第二混频电路、第三混频电路和第四混频电路，所述多个混频电路被配置为将所述差分本地振荡器信号与所述差分RF输入信号进行混频，以生成包括第一频率变换信号、第二频率变换信号、第三频率变换信号和第四频率变换信号的所述多个频率变换信号。《直接公开》 | 译[0042]：“ダウンコンバータ１４０ａは、第２Ｉミキサ４４２と並列結合（接続）されている第１Ｉミキサ４４０を含んでいる。ダウンコンバータ１５０ａは、第２Ｑミキサ４５２と並列結合されている第１Ｑミキサ４５０を含んでいる。” 译[0042]：“ミキサ４４０は...第１Ｉ被ダウンコンバート信号を提供する。ミキサ４４２は...第２Ｉ被ダウンコンバート信号を提供する。...ミキサ４５０は...第１Ｑ被ダウンコンバート信号を提供する。ミキサ４５２は...第２Ｑ被ダウンコンバート信号を提供する。” | 对比文件明确公开了I路和Q路各有两个混频器（共四个），即第一I混频器440、第二I混频器442、第一Q混频器450、第二Q混频器452。这些混频器将差分LO信号与差分RF输入信号进行混频，分别生成第一、第二I信号和第一、第二Q信号（即多个频率变换信号）。这直接公开了技术特征J。 |
| 技术特征K：所述第一混频电路被配置为将所述正差分本地振荡器信号和正差分RF输入信号进行混频，以生成所述第一频率变换信号。《隐含公开》 | 译[0082]图8A描述混频器800的连接关系：“ＮＭＯＳトランジスタ８１２...ゲートが...ＬＯ信号Ｖ ＬＯｐ...を受け取り”、“キャパシタ８１０は、...Ｉ ｏｕｔｐ信号を受け取り、...ＮＭＯＳトランジスタ８１２および８１４のソースに結合されている”。 | 对比文件图8A展示了一个双平衡混频器（Gilbert Cell）的典型结构。为了实现混频功能，四个混频晶体管（812, 814, 832, 834）必须接收不同极性的LO和RF信号组合。虽然对比文件文字未明确指定“第一混频电路”进行“正LO和正RF”混频，但本领域技术人员结合该电路图可以毫无疑义地理解，在由四个此类混频器（对应特征J的四个混频电路）构成的完整下变频器中，必然存在一个混频器（或其内部的对应支路）的配置是实现“正差分LO信号与正差分RF输入信号”的混频，以产生频率变换信号的一部分。因此，该技术特征被对比文件隐含公开。 |
| 技术特征L：所述第二混频电路被配置为将所述负差分本地振荡器信号和正差分RF输入信号进行混频，以生成所述第二频率变换信号。《隐含公开》 | 译[0082]图8A：“ＮＭＯＳトランジスタ８１４...ゲートが...ＬＯ信号Ｖ ＬＯｎ...を受け取り”、“キャパシタ８１０...Ｉ ｏｕｔｐ信号を受け取り、...ＮＭＯＳトランジスタ８１２および８１４のソースに結合されている”。 | 同理，基于图8A的双平衡混频器结构，本领域技术人员可以合理推断，在完整的四个混频器构成的系统中，必然存在一个混频器（或其内部的对应支路）的配置是实现“负差分LO信号与正差分RF输入信号”的混频。因此，该技术特征被对比文件隐含公开。 |
| 技术特征M：所述第三混频电路被配置为将所述负差分本地振荡器信号和负差分RF输入信号进行混频，以生成所述第三频率变换信号。《隐含公开》 | 译[0082]图8A：“ＮＭＯＳトランジスタ８３２...ゲートが...ＬＯ信号Ｖ ＬＯｎ...を受け取り”、“キャパシタ８３０は、...Ｉ ｏｕｔｎ信号を受け取り、...ＮＭＯＳトランジスタ８３２および８３４のソースに結合されている”。 | 同理，基于相同的双平衡混频器原理，本领域技术人员可以合理推断，必然存在一个混频器（或其内部的对应支路）的配置是实现“负差分LO信号与负差分RF输入信号”的混频。因此，该技术特征被对比文件隐含公开。 |
| 技术特征N：所述第四混频电路被配置为接收所述正差分本地振荡器信号和负差分RF输入信号，以生成所述第四频率变换信号。《隐含公开》 | 译[0082]图8A：“ＮＭＯＳトランジスタ８３４...ゲートが...ＬＯ信号Ｖ ＬＯｐ...を受け取り”、“キャパシタ８３０...Ｉ ｏｕｔｎ信号を受け取り、...ＮＭＯＳトランジスタ８３２および８３４のソースに結合されている”。 | 同理，基于双平衡混频器原理，本领域技术人员可以合理推断，必然存在一个混频器（或其内部的对应支路）的配置是实现“正差分LO信号与负差分RF输入信号”的混频。因此，该技术特征被对比文件隐含公开。 |
| 技术特征O：所述多个组合电路包括第一组合电路和第二组合电路，所述多个组合电路被配置为生成所述差分基带输出信号的正基带输出信号和负基带输出信号。《直接公开》 | 译[0042]：“第１および第２ Ｉ被ダウンコンバート信号は合算され、フィルタ１４２に提供される。...第１および第２ Ｑ被ダウンコンバート信号は合算され、フィルタ１５２に提供される。” | 对比文件明确记载了I路两个信号合算后提供给I路滤波器，Q路两个信号合算后提供给Q路滤波器。这相当于公开了两个组合电路（I路组合和Q路组合），分别生成I基带输出信号和Q基带输出信号（二者共同构成差分基带输出信号）。因此，该特征被直接公开。 |
| 技术特征P：所述第一组合电路被配置为对所述第一频率变换信号和所述第三频率变换信号进行组合，以生成所述正基带输出信号。《隐含公开》 | 译[0082]图8A显示了混频器800的输出信号Imixerp和Imixern。结合双平衡混频器（Gilbert Cell）的工作原理，输出信号Imixerp是由接收正LO&正RF的晶体管支路（如812）和接收负LO&负RF的晶体管支路（如834）的电流组合（相减）而产生的。 | 虽然对比文件未明确文字描述具体哪两个频率变换信号组合生成正输出，但根据其公开的图8A混频器电路结构以及特征K、M的隐含公开内容，本领域技术人员能够直接且毫无疑义地确定，在实现完整下变频功能时，需要将对应于“正LO&正RF混频”产生的信号（第一频率变换信号）和对应于“负LO&负RF混频”产生的信号（第三频率变换信号）进行组合，以生成差分输出中的正基带输出信号（如Imixerp）。因此，该特征被隐含公开。 |
| 技术特征Q：所述第二组合电路被配置为对所述第二频率变换信号和所述第四频率变换信号进行组合，以生成所述差分基带输出信号的负基带输出信号。《隐含公开》 | 译[0082]图8A显示了混频器800的输出信号Imixerp和Imixern。结合双平衡混频器（Gilbert Cell）的工作原理，输出信号Imixern是由接收负LO&正RF的晶体管支路（如814）和接收正LO&负RF的晶体管支路（如832）的电流组合（相减）而产生的。 | 同理，根据对比文件公开的图8A混频器电路结构以及特征L、N的隐含公开内容，本领域技术人员能够直接且毫无疑义地确定，需要将对应于“负LO&正RF混频”产生的信号（第二频率变换信号）和对应于“正LO&负RF混频”产生的信号（第四频率变换信号）进行组合，以生成差分输出中的负基带输出信号（如Imixern）。因此，该特征被隐含公开。 |
| 技术特征R：所述至少一个混频电路包括：与至少一个压控可变电阻器串联的本地振荡器控制的金属氧化物半导体电阻器。《未公开》 | （对比文件未提及在混频器中使用“与压控可变电阻器串联的LO控制的MOS电阻器”的结构） | 该特征涉及目标专利图17B所示的辅助混频器特定实施例，其中用压控可变电阻器控制流经LO控制MOS电阻器的电流，以实现线性模式调整。对比文件中完全没有提及在混频器（无论是主混频器还是其他任何部件）中存在此类“与压控可变电阻器串联的LO控制MOS电阻器”的结构。其模式调整是通过不同的技术手段（如切换混频器对、改变LNA负载）实现的。 |
| 技术特征S：所述至少一个压控可变电阻器中的每个被配置成一组可开关的电阻器。《未公开》 | （对比文件未提及将压控可变电阻器配置为一组可开关的电阻器） | 该特征是对特征R中“压控可变电阻器”的进一步具体限定。由于特征R未被公开，此进一步限定的特征也未被公开。对比文件中没有相关记载。 |
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