对比文件名称：2003-07-25_发明专利_JP2003209446A Semiconductor integrated circuit incorporating bias circuit for emitter grounded differential amplifier
目标专利名称：无削减信号包络地提升放大器增益 CN107852138B
本次调用模型名称：DeepSeek-R1
### 特征比对表格
| 技术特征描述及公开性判断结果 | 对比文件原文引用 | 公开性论述 |
| **A：包括：差分级，包括第一晶体管，所述第一晶体管具有电连接到第一差分输入的控制端子和电连接到第一差分输出的输出端子**<br>**《直接公开》** | 【図1】および【００５６】〜【００６５】の記載。具体的には、「ＮＰＮ型トランジスタＱ１…ベース電極は…入力端子ＩＮ１にも接続され、コレクタ電極は…出力端子ＯＵＴ１に接続される」（【００６３】）。 | 对比文件图1及相应文字描述公开了由NPN晶体管Q1和Q2构成的差分级。Q1的基极（控制端子）通过电阻R1连接到输入端子IN1（第一差分输入），其集电极（输出端子）连接到输出端子OUT1（第一差分输出）。这与目标专利特征A所述的差分级及第一晶体管的结构和连接关系完全相同，作用均为接收差分输入信号并进行放大。因此，本领域技术人员能够毫无疑义地得出该技术方案。 |
| **B：所述差分级进一步包括第二晶体管，所述第二晶体管具有电连接到第二差分输入的控制端子和电连接到第二差分输出的输出端子**<br>**《直接公开》** | 【図1】および【００５６】〜【００６５】の記載。具体的には、「ＮＰＮ型トランジスタＱ２…ベース電極は…入力端子ＩＮ２に接続される。コレクタ電極は…出力端子ＯＵＴ２に接続される」（【００６４】、【００６５】）。 | 对比文件图1中，NPN晶体管Q2是差分级的第二晶体管。其基极（控制端子）通过电阻R2连接到输入端子IN2（第二差分输入），其集电极（输出端子）连接到输出端子OUT2（第二差分输出）。这与目标专利特征B完全对应，构成了差分放大器的另一侧。因此被直接公开。 |
| **C：第一偏置晶体管，具有电连接到所述第一晶体管的所述控制端子的输出端子**<br>**《直接公开》** | 【図1】および【００５６】〜【００６２】の記載。具体的には、「ＰＮＰ型トランジスタＱ３のコレクタ電極は…抵抗素子Ｒ１を介しＮＰＮ型トランジスタＱ１のベース電極に接続される」（【００６２】）。 | 对比文件中的PNP晶体管Q3作为第一偏置晶体管，其集电极（输出端子）通过电阻R1连接到第一晶体管Q1的基极（控制端子），用于为Q1提供基极偏置电流（【００５７】）。这与目标专利特征C的结构和电连接关系一致，作用均为偏置差分对管。因此被直接公开。 |
| **D：第二偏置晶体管，具有电连接到所述第二晶体管的所述控制端子的输出端子**<br>**《直接公开》** | 【図1】および【００５６】〜【００６２】の記載。具体的には、「ＰＮＰ型トランジスタＱ４のコレクタ電極は…抵抗素子Ｒ２を介しＮＰＮ型トランジスタＱ２のベース電極に接続される」（【００６２】）。 | 对比文件中的PNP晶体管Q4作为第二偏置晶体管，其集电极（输出端子）通过电阻R2连接到第二晶体管Q2的基极（控制端子），用于为Q2提供基极偏置电流（【００５７】）。这与目标专利特征D的结构和电连接关系一致。因此被直接公开。 |
| **E：第一反馈网络，电连接在所述第一偏置晶体管的控制端子与所述第一偏置晶体管的所述输出端子之间**<br>**未被公开** | 对比文件【図1】および全文を通じて、ＰＮＰ型トランジスタＱ３のベース（控制端子）とコレクタ（输出端子）の間に接続されたネットワークは記載されていない。容量素子Ｃ１はＱ３のコレクタと接地（ＧＮＤ）の間に接続されている（【００６２】）。 | 目标专利的“第一反馈网络”是电连接在第一偏置晶体管（如M1）的栅极（控制端子）和源极（输出端子）之间的元件（例如图3的电容C），用于提供反馈以减小偏置晶体管的跨导。对比文件中，电容C1连接在偏置晶体管Q3的集电极（输出端子）和地之间，而非Q3自身的基极（控制端子）与集电极（输出端子）之间。C1的作用是“高周波信号を交流的に接地させ…高周波電流の流入を遮断する”（【００５８】），即高频旁路，与目标专利中用于改变跨导的反馈网络作用不同。因此，该技术特征未被直接公开，也不存在能够合理推断出该连接关系的隐含公开内容。 |
| **F：以及第二反馈网络，电连接在所述第二偏置晶体管的控制端子与所述第二偏置晶体管的所述输出端子之间**<br>**未被公开** | 对比文件【図1】および全文を通じて、ＰＮＰ型トランジスタＱ４のベース（控制端子）とコレクタ（输出端子）の間に接続されたネットワークは記載されていない。容量素子Ｃ２はＱ４のコレクタと接地（ＧＮＤ）の間に接続されている（【００６２】）。 | 与特征E同理，对比文件中的电容C2连接在偏置晶体管Q4的集电极和地之间，而非其基极与集电极之间。其作用同样是高频旁路，而非构成改变跨导的反馈网络。因此，该技术特征未被直接公开或隐含公开。 |
| **G：其中所述第一反馈网络和所述第二反馈网络每个包括电容性反馈电路。**<br>**未被公开** | （該当する記載なし） | 由于构成“第一反馈网络”和“第二反馈网络”的基础元件（特征E、F）未被对比文件公开，因此对其进一步限定为“电容性反馈电路”的特征自然也未被公开。对比文件中的电容C1、C2并非作为连接在偏置晶体管自身控制端与输出端之间的反馈电路而存在。 |
| **H：其中所述第一反馈网络和所述第二反馈网络改变所述第一偏置晶体管和所述第二偏置晶体管的相应跨导。**<br>**未被公开** | （該当する記載なし） | 目标专利的核心发明点在于通过连接在偏置晶体管控制端与输出端之间的反馈网络来主动减小偏置晶体管的跨导，从而提升差分级的增益（参见说明书等式2、3及相应描述）。对比文件全文未提及通过任何网络来改变偏置晶体管（Q3、Q4）跨导的技术构思。其解决的问题、采用的手段及达到的效果（减少基极偏置偏移、降低偏置电路电流）与目标专利均不相同。因此，该技术特征未被公开。 |
| **I：其中所述第一反馈网络和所述第二反馈网络减小所述第一偏置晶体管和所述第二偏置晶体管的所述相应跨导。**<br>**未被公开** | （該当する記載なし） | 此特征是对特征H的进一步具体化，限定了跨导改变的方向是“减小”。如上所述，对比文件完全没有涉及改变偏置晶体管跨导的内容，因此该特征也未被公开。 |
| **J：其中所述第一晶体管和所述第二晶体管是N型晶体管器件，其中所述第一晶体管和所述第二晶体管的所述输出端子是所述第一晶体管和所述第二晶体管的漏极端子。**<br>**未被公开** | 【図1】および【００５６】記載の「ＮＰＮ型トランジスタＱ１，Ｑ２」。その出力端子はコレクタ電極である（【００６３】、【００６５】）。 | 目标专利特征J明确限定了第一、第二晶体管是“N型晶体管器件”且其“输出端子是漏极端子”。根据目标专利说明书图3及上下文（如“晶体管M3、M4的相应漏极D（输出端子）”），此处的晶体管指的是场效应晶体管（FET），特别是MOSFET。对比文件公开的Q1、Q2是双极型NPN晶体管，其输出端子是集电极。虽然两者均为N型有源器件且在放大电路中功能类似，但器件类型（双极型 vs. 场效应型）和端子名称（集电极 vs. 漏极）存在本质区别。本领域技术人员不能毫无疑义地认为双极晶体管的“集电极”公开了场效应晶体管的“漏极”。因此，该特征未被直接公开。从隐含公开角度看，虽然FET和BJT在电路中可以互换实现类似功能，但权利要求明确限定了具体的器件类型和端子名称，这是一种具体的结构性限定。对比文件公开的是另一种具体的器件结构，不能认为隐含公开了本专利所要求保护的具体结构。 |
| **K：其中所述第一反馈网络和所述第二反馈网络的所述电容性反馈电路每个包括可变电容器。**<br>**未被公开** | （該当する記載なし） | 特征G（电容性反馈电路）本身未被公开，因此对其电容器为“可变”的进一步限定特征自然也未被公开。对比文件中的电容C1、C2也未记载为可变电容器。 |
| **L：其中所述第一反馈网络包括所述第一偏置晶体管的寄生电容，其中所述第二反馈网络包括所述第二偏置晶体管的寄生电容。**<br>**未被公开** | （該当する記載なし） | 目标专利此特征描述了反馈网络包含偏置晶体管自身的寄生电容作为其组成部分（参见说明书图3及“电容性反馈网络312可以包括偏置晶体管M1的寄生电容Cpar”）。对比文件完全没有提及利用偏置晶体管（Q3、Q4）的寄生电容来构成反馈网络。因此，该特征未被公开。 |
| **M：其中所述第一反馈网络包括电连接在所述第一偏置晶体管的所述控制端子与输出端子之间的电容器，其中所述第一晶体管的跨导以因子被增大，其中C是所述电容器的电容并且C_par是第一晶体管的寄生电容。**<br>**未被公开** | （該当する記載なし） | 此特征具体描述了反馈网络的连接方式（电容器连接在控制端子与输出端子之间）及其产生的技术效果（通过公式量化跨导增大的因子）。这是目标专利最核心、最具体的技术方案之一。对比文件完全没有公开这样的连接结构，也没有公开通过这种连接来改变跨导并量化其效果的数学关系或技术教导。因此，该特征未被公开。 |
| **N：其中所述电路进一步包括：电连接到所述第一差分输入和所述第二差分输入的混频器电路、以及电连接到所述第一差分输出和所述第二差分输出的功率放大器。**<br>**未被公开** | 【図4】にミキサ回路の構成例が記載されている。図1の差動増幅器（Q1， Q2）が下段増幅器として用いられ、上段にトランジスタQ5-Q8が追加されてミキサ機能を実現している（【０１３８】〜【０１４３】）。功率放大器（Power Amplifier）に関する記載はない。 | 对比文件图4及相应描述公开了将图1的基本差分放大器电路作为下段，与上段的晶体管对（Q5-Q8）组合构成一个混频器（频率变换电路）。这可以理解为公开了“混频器电路”电连接到差分输入（IN1， IN2）和输出（OUT1， OUT2）的实施例。然而，目标专利特征N要求电路“进一步包括”混频器电路“以及”功率放大器，两者是并列的附加组件。对比文件图4的实施例中并未包含功率放大器。尽管本领域技术人员知道混频器后常接功率放大器，但对比文件本身并未公开这一具体的组合。因此，作为一个整体技术特征，其未被对比文件公开。 |
| **O：进一步包括：被配置为设置所述第一晶体管的DC操作点的第一电流源和被配置为设置所述第二晶体管的DC操作点的第二电流源。**<br>**《直接公开》** | 【００５７】「ＰＮＰ型トランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタ電流は、それぞれＮＰＮ型トランジスタＱ１、Ｑ２のベース電流を供給する。」【００６６】「定電流源部のＰＮＰ型トランジスタＱ３、Ｑ４のコレクタ電流は一定電流を出力しＮＰＮ型トランジスタＱ１、Ｑ２のベース電流を供給する。」 | 在对比文件中，PNP晶体管Q3和Q4作为恒流源，它们的集电极电流分别通过电阻R1、R2为NPN晶体管Q1和Q2提供基极电流，从而设置了Q1和Q2的DC工作点。这与目标专利特征O中“被配置为设置所述第一/第二晶体管的DC操作点的第一/第二电流源”的作用和效果完全相同。虽然目标专利的电流源可能以独立的电流源符号表示（如图3的302、304），而对比文件中是以偏置晶体管Q3、Q4实现恒流源功能，但这对于本领域技术人员而言是常见的电流源实现方式，实质上是相同的技术方案。因此，该特征被直接公开。 |
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